De novissima re

Ricerche e studi volti a migliorare decisamente la qualità degli amplificatori audio a tubi abbattendo l’ultimo (o quasi) ostacolo sulla via del segnale: il condensatore d’accoppiamento tra “Driver” e tubi finali. La successiva realizzazione e messa a punto, le numerose prove d’ascolto e strumentali ed anche il severo collaudo d’affidabilità hanno confermato le non comuni qualità soniche ottenibili quando si toglie l’ultimo velo che si frappone alla pura amplificazione del segnale negli stadi «With Tubes Designed»

Foto del prototipo di laboratorio dell’amplificatore. L’alimentatore è separato. Notare le generose dimensioni del trasformatore d’uscita Merit.

Premessa

Nell’intento di realizzare un «finale» a valvole con caratteristiche soniche «no compromise» e con una configurazione circuitale semplice ma nettamente diversa dalle solite, ho elaborato e messo a punto alcuni circuiti che mettono in evidenza il felice esito di una ricerca volta, soprattutto, ad eliminare gli inconvenienti tipici che si manifestano negli amplificatori a tubi utilizzanti per l’accoppiamento in cascata fra gli stadi, il collegamento definito a «resistenza e capacità».

È noto che tale tipologia impone negli amplificatori audio una gravosa cura nella scelta dei valori da attribuire ai componenti, onde assicurare una traslazione il più possibile completa di ciò che forma il complesso inviluppo del segnale audio, specie nei transitori veloci; tenendo presente in primo luogo i dannosi effetti della distorsione di fase, tipici, peraltro, del sistema. Eppure qualche lustro fa, tale inconveniente era ritenuto trascurabile, al punto che uno dei maggiori studiosi americani, F.E. Terman, affermava che la distorsione di fase «non è importante nell’amplificazione e nella riproduzione poiché l’orecchio umano non è in grado di rivelare spostamenti di fase relativi fra le varie componenti di un’onda sono ra» (Frederick E. Terman: Electronic and radio engineering – Traduzione italiana del dr. M. Santoro – ed. C.E.L.I. Bologna).

Questi enunciati potevano ritenersi validi fino a circa trenta anni or sono, quando i supporti sonori erano limitati al disco ed al nastro, unici per la registrazione analogica, i quali, però, per le limitazioni imposte dalla tecnica di incisione dei dischi nonché dalla qualità dei nastri e delle testine, presentavano, in fase di riproduzione, non tascurabili valori di distorsione armonica, di fase, di intermodulazione, ecc, che si manifestavano di fatto come vere e proprie alterazione del suono originale. Oggi, grazie alla rivoluzione digitale, tali alterazioni sono sparite nella registrazione a nastro; invece il supporto-vinile, in rapido, inarrestabile declino, ha potuto giovarsi ben poco dei progressi tecnologici nel campo della riproduzione sonora a causa delle limitazioni fisiche proprie del sistema, che generano quelle deformazioni, o meglio distorsioni, cui si tenta di porre un limitato rimedio mediante vari artifici e complessi studi di ingegneria elettromeccanica (invito i lettori a rileggere il commento di Toni Jop e Paolo Nuti sul giradischi Moss Eldorado nel n. 127 di AR a pag. 76 e segg.). Anche negli amplificatori a tubi vi è un punto debole nel sistema di trasferimento del segnale da un tubo all’altro: tralasciando i sistemi ad impedenza/capacità ed a trasformatore, quello a resistenza e capacità è il più usato per accoppiare due o più stadi in cascata, ma soffre di alcune (talvolta gravi) limitazioni dovute alla presenza nel circuito di un elemento non lineare qual è il condensatore di accoppiamento – detto pure condensatore di blocco perché impedisce alla tensione anodica di un tubo di «passare» sulla griglia del successivo – la cui reattanza (1/ωC) variando con la frequenza, determina un’accentuata e ripida caduta della caratteristica di risposta verso l’estremo basso della gamma audio (da 20 a 250 Hz) tanto più progressiva quanto più piccola è la capacità del condensatore in argomento. Alle frequenze alte tale reattanza può ritenersi trascurabile; entrano però il gioco altre capacità (interelettrodiche dei tubi e relativo incremento per effetto Miller, di cablaggio, ecc.) che oltre i 10 kHz riducono il guadagno dello stadio per il conseguente effetto shunt che si innalza, purtroppo, con l’aumento delle stesse.

A tutto ciò si aggiunga lo sfasamento, seguito dalla relativa distorsione, che va man mano elevandosi con l’aumentare degli stadi interconnessi col sistema in questione (fig. 1).

Figura 1 – Tipica configurazione circuitale di accompagnamento a resistenza e capacità fra due tubi.

Famiglia di curve della risposta in frequenza fra due tubi in cascata accoppiati per resistenza e capacità. A sinistra attenuazione relativa alla XC; a destra attenuazione per effetto Miller, capacità interelettrodiche e parassite riferite allo schema in figura.

Oggi quindi, col progredire della tecnica della registrazione audio che offre riproduzioni, inimmaginabili fino ad una decina di anni fa, con oltre 90 dB di dinamica, prive di peccati d’origine, in grado cioè di riproporre l’evento sonoro senza appiattimenti o correzioni evidenti ma in maniera pressoché perfetta, è necessario che l’amplificazione «valvolare» – specie quella di potenza – sia in grado di restituire il segnale così com’è stato registrato, privo cioè di alterazioni timbriche e di esitazio ni nei passaggi ad alta dinamica, asse gnando esclusivamente ai diffusori il compito di restituire l’illusione dell’effetto presenza. Ebbene, mentre risulta (relativamente) facile accoppiare gli stadi amplificatori di tensione senza usare il condensatore di «blocco», quando occorre trasferire il segnale al tubo (o ai tubi) d’uscita senza interporre il sullodato condensatore, o quanto meno utilizzandolo in maniera meno determinante, sorgono problemi insormontabili, legati esclusivamente alla notevole differenza di potenziale esistente tra l’anodo del driver (+150… 250 volt) e la griglia dei tubi (o tubo) finali (-15…-70 volt) secondo, ovviamente, la configurazione circuitale ed il tubo (o i tubi) di potenza.

Fatta questa necessaria premessa e chiedendo venia ai lettori di elevata cultura tecnica per l’arida semplicità cui ho fatto ricorso nell’esporre ardue ed annose problematiche, sperando così di farmi capire da tutti gli interessati all’argomento, mi accingo – confidando di farlo chiaramente – ad illustrare le soluzioni circuitali, interamente nuove ed autentiche, che ho elaborato emesso a punto.

I circuiti

In fig. 1 è indicata la tipica configurazione circuitale di accoppiamento a resistenza e capacità e relativa famiglia di curve della risposta in frequenza in relazione alla capacità di accoppiamento C (condensatore di blocco) ed all’effetto shunt delle capacità parassite (interelettriche, effetto Miller, di cablaggio, ecc). In fig. 2 è riportato lo schema di principio di un sistema d’accoppiamento in cascata fra due tubi nel quale non si fa uso del condensatore tra la placca del primo e la griglia del secondo (C2 di fig. 1).

Figura 2 – Schema di principio di un nuovo sistema d’accoppiamento senza condensatore fra due tubi.

Curva di risposta in frequeza del circuito di fig. 2 senza compensazione. La risposta è piatta dalla D.C. fino a circa 30 kHz con R4 = 68 kohm.

Analizzando il circuito si nota che il segnale presentato all’ingresso del triodo (V1a) viene amplificato e trasferito direttamente sulla griglia-schermo del pentodo (V1b) che così opera in una configurazione simile a quella denominata «inseguitore catodico» (cathode follower) alimentato con tensione duale.

Con tale sistema si migliora notevolmente la linearità di risposta rispetto lo scarto della tensione d’uscita, pur non facendo ricorso ad un generatore di corrente costante. Tra il catodo del pentodo ed il potenziale negativo ad alta tensione vi sono le resistenze R6 ed R7 nonché il trimmer TRM il cui cursore, tramite la resistenza R5, è collegato alla griglia-controllo consentendo così di variare la tensione di polarizzazione entro un ampio arco di valori. Pertanto collegando il punto Vu direttamente alla griglia-controllo del successivo tubo si trasferisce il segnale e nel con tempo si ottiene, regolando TRM, la tensione negativa occorrente per il corretto funzionamento del tubo pilotato di cui R7 costituisce la resistenza di polarizzazione. Il gruppo R3/C1 può essere necessario in particolari circuiti, ove occorra compensare una caduta superiore a 3 dB oltre i 200 kHz, qualora R4 abbia un valore elevato (>27 kΩ) per cui si accentua lo shunt da effetto Miller, capacità parassite, ecc. nonché per effetto della controreazione determinata dalla mancanza del condensatore di bypass ai capi di R2. Per applicazioni audio, salvo che si manifesti una sensibile capacità dispersa per cablaggi o disposizione di componenti poco razionale, non occorre affatto adottare tale compensazione. È evidente che la soluzione trovata ha risolto in maniera essenziale (ed efficace!) un annoso problema, consentendo di pilotare per pura variazione della tensione di polarizzazione lo stadio finale. Adottando il tubo ed i valori indicati in figura avremo: risposta in frequenza: D.C. -250 kHz (a -3 dB), guadagno a 1 kHz (O.L.) ∼24 dB, THD <0.5%, impedenza d’uscita 180 Ω, impedenza d’ingresso 200 kΩ, deriva di Vu inferiore allo 0.2%, eccellente risposta all’onda quadra e a dente di sega fino oltre 12 kHz, totale assenza di «overshoot», errore di fase ingresso/uscita praticamente nullo da 0.2 Hz a 30 kHz.

Confortato da tali risultati ho voluto subito verificare quali fossero i benefici conseguenti realizzando un amplificatore in «pura» (in verità purissima!) classe A con due sole valvole: ECF 802 e KT 88 con caratteristiche soniche «high end» ma nel contempo semplice ed originale, utilizzando componenti di qualità soprattutto a garanzia di un funzionamento stabile nel tempo, fatto salvo, ovviamente, il calo di resa dovuto all’usura delle valvole. La scelta del tubo finale è caduta sul tipo KT 88 perché dotato di ottima sensibilità di potenza in rapporto alla resa di uscita che, in classe A con Va = 400 volt, Vg2 = 240 volt, -Vg = 17 volt, Ian. tot. di 110 mA e R di carico = 3 kΩ, è pari a ben 20 watt (dist. tot. = 10% senza controreazione).

Ne è risultato il circuito di fig. 3 che dà risultati superiori ad ogni aspettativa qualora si utilizzi un trasformatore d’uscita «ad hoc». Esso è difatti il componente cui è affidato l’adattamento d’impedenza coi diffusori: dovrà quindi avere caratteristiche tali da assicurare una completa e perfetta traslazione del segnale specie agli estremi della gamma audio. Ma nel caso di un tubo «single» che lavori in classe A, non è facile progettare e realizzare tale componente poiché dovrà rispondere quanto meno ai seguenti requisiti: avere il nucleo costituito da lamierini di tipo speciale a grani orientati e dimensionato tenendo conto delle notevoli escursioni della corrente anodica, fonti queste di saturazione dello stesso, per cui è necessario il calcolo esatto del traferro; essere avvolto in maniera da minimizzare le capacità residue e tra gli avvolgimenti (150-250 pF max); avere un rapporto di autoinduzione non superiore all’1 % e risonanza propria ricadente oltre i 35 kHz.

Figura 3 – Schema elettrico dell’amplificatore. Tutte le resistenze sono da 0,5 W 1% salvo diversa indicazione.

Curva di risposta in frequenza dell’amplificatore di fig. 3 descritto nel testo con trasformatore d’uscita Merit e carico da 8 ohm.

Infine dovranno essere contenuti al massimo i fattori legati alle inevitabili perdite per concomitanza di varie componenti fisiche proprie dei materiali impiegati: da isteresi magnetica, nel rame, ecc. Faccio grazia ai lettori della trattazione matematica relativa, rimandando chi volesse approfondire l’argomento all’abbondante letteratura esistente ad ogni livello, ben nota ai tecnici della mia generazione.

Riassumendo: il trasformatore in argomento dovrà essere costruito da un qualificato laboratorio di avvolgimenti e produzione di trasformatori d’uscita HI-FI che possa curarne l’esecuzione a regola d’arte, secondo le specifiche anzi indicate. Non essendo riuscito a trovare in zona un laboratorio del genere (erano tutti specializzati nella costruzione di normali o speciali trasformatori per applicazioni in
campo elettrico, consumer o industriale) mi soccorse un amico regalandomi munificamente un trasformatore americano Merit (il tempo ha purtroppo cancellato il resto della sigla) che misi in opera con un certo scetticismo. Però in sede di controllo strumentale e d’ascolto si rivelò ottimo sotto ogni aspetto: in particolare per la risposta in frequenza da 28 Hz a 21 kHz entro 3 dB, il che non è poco per un oggetto
costruito (in USA) circa 7 lustri or sono!

Passando al semplice circuito di contro reazione si noti che la stessa è totale al fine di eliminare la distorsione di terza armonica tipica
del pentodo finale in classe A «single», ad essa si aggiunge la reazione negativa locale sul triodo dell’ECF 802 (catodo non bypassato ai capi
di R2). Ciò malgrado la sensibilità d’ingresso si mantiene sufficientemente elevata grazie anche all’alto coefficiente d’amplificazione della sezione triodo della ECF 802 che è pari a 70. Il gruppo R4/C1 è necessario solo se il controllo con onda quadra ad 1 kHz mettesse in luce un vistoso «overshoot» da imputare senz’altro a cattiva risposta (e pessima qualità) del trasformatore d’uscita. Ricordo che tale controllo è utile per determinare la risposta ai transienti rapidi (meglio sarebbe farlo con onde a dente di sega) e va effettuato chiudendo il circuito secondario del trasformatore d’uscita su un carico resistivo o misto R/C di valore pari all’impedenza del secondario stesso: p.es. R = 8 Ω -15 watt cui può derivarsi un condensatore MK da 2,2 μF-100 V. Un lieve «overshoot» è invece normale ed indica che il trasformatore d’uscita influenza lievemente (ed inevitabilmente) il fronte di salita dell’onda quadra. Il valore complessivo di R3 + R4 va determinato con l’ausilio della formula di Williamson e cioè R = 1200√Z; quindi 3K3 (per difetto) nel caso di Z = 8 Ω, 2K4 nel caso di Z = 4 Ω. Trattandosi di un circuito ad accoppiamento diretto con sensibili fluttuazioni della corrente anodica è necessario che l’alimentatore sia dimensionato in maniera da rendere la tensione quanto più possibile indipendente dalle anzidette variazioni di corrente. In altri termini la resistenza interna dell’alimentatore dovrà essere trascurabile rispetto l’utilizzatore.

Scartando soluzioni tipo stabilizzazione con transistor ad alta Vcb ed 1c da 10 amp. (BU 226 e simili), troppo costose ed impegnative per un circuito siffatto, ho optato per un classico circuito di raddrizzamento della tensione secondaria di un trasformatore con Irms pari a circa il doppio della Ianod di riposo del tubo finale, tenuto conto che la variazione più ampia non supera il 40% della anzidetta corrente anodica di riposo in presenza dei massimi picchi di modulazione; pertanto, utilizzando diodi «veloci» BY 399) e condensatori di filtro di alta capacità, si ottiene un’ottima regolazione della tensione erogata anche in presenza di brusche e sensibili variazioni di carico. Ciò ha consentito altresì di eliminare un altro circuito dedicato alla stabilizzazione della tensione di G2 della KT 88 e di quel la anodica della ECF 802 ottenuta più semplicemente mediante l’uso di due diodi zener da 120 volt-5 watt, a bassa deriva, tipo IN5380. La tensione negativa occorrente per il catodo della sez. pentodo della ECF 802 è ricavata utilizzando un piccolo trasformatore da 10-15 VA 220/9 volt, di comune reperibilità, derivando l’avvolgimento a 9 (o 10) volt indicato sul lo schema come S1 ai capi del secondario a 6,3 volt, agli estremi di S2 avremo circa 145 volt, che rettificati, livellati da C2/R13/C3 e stabilizzati da DZ1 serviranno per il «bias» occorrente. Non dovrebbero esserci difficoltà per trovare il trasformatore d’alimentazione, comunque è possibile ottenerlo a costo ragionevole presso i laboratori artigiani di bobinatura e costruzione su specifica, pertanto indico i dati occorrenti: Potenza 85 VA – Pimario 220 volt – Secondario A.T. 300 volt/200 mA – Secondario B.T. 6,3 volt/2,5 amp. In questo caso può essere avvolto un terzo secondario a 120 volt/15 mA da utilizzare al posto di S2 di T. Bias, evitando così l’acquisto di un altro trasformatore.

Taratura – Messa a punto

Tanto la taratura che la conseguente messa a punto sono ridotte all’essenziale e possono effettuarsi senza bisogno di particolare impegno. Ovviamente occorre verificare con diligente cura l’esattezza dei collegamenti, la polarità dei condensatori elettrolitici e dei diodi, ecc, prima di collegarsi alla rete. Non ritengo superfluo ricordare l’alto valore della c.c. di alimentazione e dei condensatori elettrolitici di filtro nonché l’elevata temperatura del bulbo del tubo KT 88. In poposito suggerisco di posizionare gli elettrolitici lontano dal lo stesso (meglio sarebbe separare l’alimentatore) ed utilizzare zoccoli portavalvola ceramici. È bene utilizzare resistenze a film metallico all’1 % (eccezionali le Holco)
e sistemarle razionalmente «in aria» utilizzando strip per ancoraggi multipli oppure un piccolo circuito stampato. La resistenza da 8K2 -11 watt del tipo a carcassa ceramica o corazzato, va montata in aria su proprio supporto. La taratura si riduce alla corretta regolazione della corrente anodica di riposo della KT 88 tramite TR1 (trimmer multigiri da 5 kΩ-0,75 watt cermet marca Bourns o Beckman, preferibilmente del tipo professionale) secondo il seguente ordine:

  1. prima di collegarsi alla rete portare il cursore di TR1 sul lato connesso alle resistenze R9/10 accertandosi dell’esatta manovra con l’ohmetro;
  2. staccare R12 (resistenza sul catodo del la KT 88) dal lato massa, collegare fra il piedino 8 (catodo della KT 88) e massa un milliamperometro con portata 200 mA fondo scala (puntale «positivo» lato catodo) e chiudere l’interruttore di rete;
  3. dopo 20 secondi controllare lo strumento che segnerà una corrente di pochi mA ed anche la tensione sul piedino 5 della KT 88 usando un voltmetro digitale o analogico ad alta resistenza che indicherà -64/-75 volt;
  4. ruotare il trimmer fino a leggere sul milliamperometro un valore di -70 mA;
  5. lasciare acceso per 20/25 minuti onde ottenere una normale stabilizzazione termica, indi ruotare il trimmer fino a leggere 95 mA e -16/18 volt sul piedino 5;
  6. spegnere, attendere qualche minuto per dar modo agli elettrolitici di scaricarsi, togliere i puntali dello strumento e risaldare R12.

Durante le anzidette operazioni il potenziometro d’ingresso dovrà essere tenuto al minimo ed il secondario del trasformatore d’uscita chiuso su carico resistivo di 8 Ω. Ultimate le anzidette, semplici operazioni di taratura, il nostro amplificatore è pronto ad offrirci eccellenti prestazioni soniche.

I lettori in possesso di strumentazione idonea ad eseguire misure (generatore di B.F., oscilloscopio, distorsiometro, wattmetro, tracciatore di curve, ecc.) potranno sbizzarrirsi e, volendo, riferire risultati e conclusioni a me od alla redazione. Vorrei inoltre raccomandare l’uso di diffusori ad alta efficienza, considerato il livello di potenza d’uscita, senz’altro ottimo per uso domestico, ma ai limiti della sufficienza
per interfacciarsi con sistemi «duri» o difficili da pilotare. Ed infine chiarisco che la presa per la controreazione va derivata sulla uscita ad 8 Ω per i diffusori aventi tale impedenza e spostata su quella a 4 Ω negli altri casi (4 Ω- 6 Ω); inoltre, qualora il trasformatore abbia caratteristiche di eccellenza, può accadere che il segnale derivato dal secondario per il circuito di controreazione si sommi a quello presente ai capi di R1 determinando un aumento della resa d’uscita (reazione positiva) oppure inneschi. Basterà invertire le connessioni sul secondario (o sul primario) del T.U. per eliminare l’inconveniente.

Vista inferiore del prototipo di laboratorio. I componenti sono montati in parte su un iccolo c.s. che supporta anche lo zoccolo della ECF 802.

Prove d’ascolto

Sono stati utilizzati tre tipi di diffusori: Boston Acoustic A.90 con sensibilità dichiarata di 88dB/S.P.L. – Canton Fonum 400 (85 dB/S.P.L.) ed anche una del le mie (stagionate, ma sempre ottime) A.R.91 (82 dB/S.P.L.), sostituendo il finale in prova al canale destro di un Verdier 210 e lasciando inalterato il resto dell’impianto, costituito da C.D.P. Pioneer PD-73, giradischi Pioneer PL-3F, registratore a cassette Teac V.9000, tuner Philips FT.980, diffusori Boston Acoustic A.90 e pre Pioneer C73. Pur essendo un impianto di «media» levatura, è sistemato molto bene in un accogliente locale e, quel che più conta, soddisfa ampiamente le esigenze del proprietario, musicofilo ed audiofilo dalle orecchie d’oro. La prima sensazione è di un netto distacco timbrico in gamma bassa: la mancanza del condensatore d’accoppiamento si nota eccome!

Ascoltando «Pictures at an exhibition» e «Night on Bald Mountain» (Yoel Levi – Atlanta Symphony Orchestra – Telare CD 80296) registrazione di riferimento, insuperabile per qualità e soprattutto per la superba dinamica, malgrado la modesta potenza utilizzata, la riproduzione delle percussioni brillava per assoluta realtà ed immanenza. L’ascolto del pianoforte e della chitarra classica (R. Buchbinder che esegue varie composizioni di Chopin EMI CDC 747652 2 – ed il trio Concentus che esegue brani di Rossini-L’Hoyer-Diabelli trascritti per chitarra – Nuova Era CD 7110) confermava l’ottima, chiara timbrica; comunque nei limiti (civili) di livello in ambiente, stimabili in 10 watt di dinamica, non si rilevarono esitazioni o cedimenti anche durante passaggi sonori impegnativi.

Confortato dai risultati ho voluto provare con l’A.R. 91 che senza dubbio ha bisogno di un pilotaggio consistente: ebbene nei limiti di potenza disponibili prima del clipping, ha onorato il blasone con una performance incredibile. Anche la «teutonika» Canton Fonum si è comportata egregiamente, mettendo in luce ottime doti timbriche e dinamiche, che, francamente non sospettavo avesse in dote. Ma, tant’è: l’appetito vien mangiando… cosicché, considerato il felice esito della ricerca e della pratica applicazione, ho continuato lo studio del circuito per applicarlo a sistemi di amplificazione più perfetti e consistenti: adattamento del medesimo agli stadi finali in controfase e relativa costruzione di «finali» senza alcun condensatore attraversato dal segnale dall’ingresso fino alle griglie dei tubi di uscita, oppure utilizzando il condensatore di blocco in funzione meramente ausiliaria cioè derivato da un tubo e da una resistenza, con varie configurazioni circuitali. L’ho battezzato «evoluzione del progetto Velvety Sound» (vedi AR n. 124 a pag. 127) ed i risultati sono stati veramente lusinghieri. Nei prossimi numeri della rivista troverete i relativi schemi, descrizioni tecniche, note esplicative, ecc. Per eventuali delucidazioni o chiarimenti rimango a disposizione di chi ne abbia bisogno, attraverso la redazione di AUDIOreview.

Tino Traina

da: AUDIOreview n. 142 ottobre 1994

Author: Redazione

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