Oscillatore sinuisoidale parte seconda

Nel numero 6 di AUDIOreview abbiamo pubblicato tutti gli schemi ed i piani di montaggio del nostro oscillatore sinusoidale a bassissima distorsione per consentire a tutti gli interessati di iniziare il montaggio. In questa seconda parte illustriamo il principio di funzionamento e la procedura di taratura dello strumento.

Un po’ di storia

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Durante lo sviluppo di questo oscillatore abbiamo preso in considerazione vari tipi di oscillatori. La topologia più frequente negli oscillatori a bassa distorsione è quella del ponte di WVIEN (vedi figura 1 ).

Questo circuito gode di una buona stabilità infrequenza, limitata unicamente dalla stabilità dei due condensatori e delle due resistenze. La frequenza dell’oscillazione è data da 1/2 TIRC e perciò per variare la frequenza di oscillazione basta sostituire le resistenze fìsse con dei potenziometri. Per ottenere una buona stabilità di ampiezza del segnale occorre un circuito di controllo automatico del guadagno dell’amplificatore, nel ponte di WIEN il guadagno dell’amplificatore deve essere pari a 3. Se il guadagno è leggermente maggiore di 3, le oscillazioni crescono in ampiezza fino a che l’amplificatore non va in saturazione.

Se d’altra parte il guadagno è leggermente inferiore a 3, ci sarà un progressivo decadimento del l’ampiezza delle oscillazioni con la conseguente cessazione delle oscillazioni. Questa situazione è ulteriormente aggravata quando si cambia la frequenza a causa di un non perfetto  tracciamento delle due resistenze (o dei due condensatori). Data la popolarità del ponte di WIEN, sono stati suggeriti molti circuiti di guadagno automatico, i tipi più frequenti sono: regolazione con termistore, FET, o fotoresistenze.

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In tutti i casi si tratta di minimizzare la distorsione relativa a questi elementi e con una topologia un po’ diversa (1), è possibile raggiungere dei risultati eccellenti. Il primo progetto al quale il nostro gruppo di lavoro mise mano circa due anni orsono, impiegava per la variazione della frequenza un banco di relè che commutava le resistenze di precisione raggruppate in BCD in modo da coprire 1999 valori diversi di frequenza; con 13 coppie di resistenze e 4 coppie di condensatori (per il cambio di gamma) si utilizzavano qualcosa come 17 relè. Un arrangiamento di questo tipo di scende direttamente dall’oscillatore della Sound Technology nel quale la scelta della frequenza avviene attraverso una serie di pulsanti. Nel prototipo i relè erano collegati all’uscita di un voltmetro digitale a tre cifre e mezzo, all’ingresso del quale era collegato un potenziometro a dieci giri, in modo che la frequenza poteva essere selezionata girando semplicemente la manopola del potenziometro e contemporaneamente si aveva una indicazione della frequenza sul display del voltmetro.

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Figura 1. Schema a blocchi del ben noto oscillatore a ponte di Wien.

Le prestazioni di questo prototipo risultavano ottime per quanto riguarda la distorsione, ma fu scartato come progetto da presentare sulla rivista, principalmente per il suo alto costo (oltre 100.000 lire solo di relè), la relativa complessità ed il fatto che la frequenza non era variabile con continuità, bensì a scatti. Un altro metodo implementato in una serie di prototipi fu quello di sintetizzare un’onda sinusoidale con un circuito simile a quello riportato in figura 2.

Figura 2. Schema ci blocchi di un generatore sintetizzato costituito da un conlatore binario, una ROM contenente i valori della sinusoide, ed un convertitore digitale!analogico.

Figura 2. Schema ci blocchi di un generatore sintetizzato costituito da un conlatore binario, una ROM contenente i valori della sinusoide, ed un convertitore digitale/analogico.

Il generatore è costituito da un contatore binario, una ROM contenente i valori di SEN(X) per 64 valori di X, ed in fine un convertitore digitale analogico. Il principio di funzionamento è molto semplice.

Un Clock esterno, cioè una frequenza 64 volte superiore alla frequenza desiderata, è applicato all’ingresso del contatore che indirizza in sequenza le 64 locazioni di memoria della ROM. Il contenuto della ROM viene convertito in tensione dal convertitore D/A e perciò si ottiene in uscita un’onda sinusoidale approssimata da 64 segmenti come mostra la figura 3.

Figura 3. Schema a blocchi dell'oscillatore "state variable" con i due integratori, l'invertitore ed i due moltiplicatori per la regolazione dell'ampiezza e della frequenza.

Figura 3. Schema a blocchi dell’oscillatore “state variable” con i due integratori, l’invertitore ed i due moltiplicatori per la regolazione dell’ampiezza e della frequenza.

Un’analisi spettrale di questo segnale rivela che non esiste né la seconda armonica, né la terza (se i valori della ROM sono calcolati bene). Ci sono, invece, due componenti corrispondenti alle bande laterali causati dalla frequenza di campionamento. Questi due componenti appaiono alla 63esima e alla 65esima armonica ad un livello di circa -30 dB rispetto alla fondamentale. Inoltre ci sono delle armoniche dispari con frequenza superiore alla terza armonica e spurie varie.

A prima vista un segnale di questo genere può sembrare molto “sporco”, ma a causa  dell’assenza della seconda e della terza armonica è abbastanza facile eliminare tutti gli altri componenti con un filtro passa-banda. Il vantaggio principale di questo tipo di oscillatore è che la stabilità di ampiezza è determinata unicamente dalla stabilità della tensione di riferimento del convertitore D/A, ed è indipendente dalla frequenza. Perciò è possibile generare frequenze bassissime con stabilità in ampiezza istantanea.

L’altro vantaggio è che la frequenza dell’onda sinusoidale è determinata dalla frequenza del clock esterno che potrebbe, ad esempio, essere derivata da un generatore di onda quadra a sintesi di frequenza e perciò con una stabilità di frequenza non ottenibile con gli oscillatori liberi come quelli ad RC tipo ponte di WIEN. Lo svantaggio di questo oscillatore, oltre alla sua relativa complessità, è che per ottenere un segnale senza distorsione bisogna includere un filtro passa-banda sintonizzato sulla fondamentale del segnale.

Per un generatore a frequenza variabile bisogna quindi usare un filtro autosintonizzante, che aumenta ulteriormente la complessità dell’oscillatore. Il problema più grosso presentatosi fu che i filtri costruiti per i prototipi avevano una distorsione intrinseca dell’ordine dei -70 dB, e perciò non potevano essere soddisfatti gli obiettivi di progetto. Tuttavia durante il progetto dei filtri autosintonizzanti ci venne in mente di usare dei filtri simili come oscillatori aggiungendo una quantità controllata di controreazione positiva, in modo da controllare l’ampiezza delle oscillazioni.

La contemporanea pubblicazione (2) di una serie di articoli relativi al progetto di un distorsiometro automatico utilizzante per l’appunto dei filtri a stato variabile ci ha definitivamente spinto ad adottare questa topologia. A differenza dell’oscillatore presentato nel riferimento (2) il nostro usa un circuito di regolazione di ampiezza delle oscillazioni radicalmente diverso, con il quale è stato possibile coprire tutta la gamma audio senza dover commutare costanti di tempo. Inoltre, il nostro oscillatore non è limitato a dieci frequenze fisse per ogni decade, ma la frequenza è regolabile con continuità da 10 Hz a 40 kHz con un unico potenziometro logaritmico. È stato anche incluso un circuito di controllo in tensione della frequenza con un campo di regolazione di + 10 percento, che può essere usato per modulare in frequenza il segnale (vobulazione) oppure per la regolazione fine della frequenza.

Per rendere più versatile lo strumento, abbiamo aggiunto un frequenzimetro autoranging, un voltmetro digitale ed un attenuatore di precisione.

Principio di funzionamento

Il cuore dell’oscillatore è costituito da un filtro del tipo “State Variable” al quale è stata aggiunta una quantità controllata di controreazione positiva. Il circuito semplificato, riportato in figura 3 è costituito da due integratori ed un invertitore, collegati in serie. Inoltre sono collegati due moltiplicatori tra le uscite dei due integratori e l’ingresso dell’invertitore.

Consideriamo per ora solo il loop principale, costituito dai due integratori e l’invertitore. La risposta in frequenza di un integratore è come noto a -6 dB/ottava con un guadagno teoricamente infinito a frequenza zero, ed il guadagno a una data frequenza, f, è pari a 1/2 FlRCf. Forse più importante in questo contesto è che il segnale all’uscita dell’integratore è sfasato di esattamente 90 gradi rispetto al segnale di ingresso. Un segnale che passa attraverso i due integratori avrà quindi uno sfasamento complessivo di 180 gradi e con altri 180 gradi ottenuti dal passaggio per l’invertitore il segnale torna al punto di partenza sfasato di 360 gradi, cioè in fase con se stesso.

Se alla frequenza in questione, il guadagno dell’anello è unitario o leggermente maggiore, il segnale che ha attraversato l’anello torna in fase con un’ampiezza leggermente maggiorata e darà inizio ad un auto-oscillazione che cresce in ampiezza fino alla saturazione di uno degli stadi dell’anello.

Se d’altro canto il guadagno dell’anello alla frequenza in questione è leggermente inferiore ad uno, l’ampiezza del segnale dopo un “giro” dell’anello non è sufficiente a sostenere le oscillazioni. Per ottenere delle oscillazioni stabili è necessario quindi un meccanismo di controreazione positiva o negativa regolato da un circuito che effettua un continuo monitoraggio dell’ampiezza delle oscillazioni. Questa controreazione è ottenuta collegando un moltiplicatore tra l’uscita del primo integratore e l’ingresso dell’invertitore. Come abbiamo appena visto, la frequenza di oscillazione è quella in cui il guadagno dell’anello è unitario, e perciò per variare la frequenza bisogna variare il guadagno dell’anello. Il guadagno degli integratori è pari a 1/2 ΠRCf e perciò possiamo variare o la resistenza o il condensatore. Un aumento del valore della resistenza provoca una diminuzione della frequenza e viceversa per una diminuzione della resistenza. Per evitare la saturazione di uno degli integratori è opportuno variare contemporaneamente i valori di ambedue gli integratori. Notiamo inoltre che la frequenza può essere variata anche con una variazione del guadagno dell’invertitore ed il moltiplicatore M2 collegato tra l’uscita del secondo integratore e l’ingresso dell’invertitore serve appunto per variare il guadagno dell’invertitore di circa + 10 percento, applicando una tensione di controllo al moltiplicatore.

In questo modo abbiamo ottenuto il controllo in tensione della frequenza.

Un oscillatore di questo tipo è estremamente interessante perché, oltre all’uscita normale del secondo integratore, c’è il segnale alla stessa frequenza ma sfasato di esattamente 90 gradi all’uscita del primo integratore. Un altro vantaggio è che qualsiasi distorsione prodotta nei due moltiplicatori viene integrata due volte prima di arrivare all’uscita. In pratica questo vuoi dire che la seconda armonica viene attenuata di 12 dB mentre la terza armonica viene attenuata di ben 24 dB e perciò non è difficile ottenere in uscita un segnale molto puro, anche usando dei componenti relativamente economici come gli NE5534.

In tutti gli oscillatori RC a bassa distorsione la regolazione dell’ampiezza è uno dei problemi più grossi. Normalmente questi circuiti sono costituiti da un rivelatore di picco o di valor medio seguiti da un filtro passa basso per eliminare, o attenuare al massimo l’inevitabile ripple presente all’uscita del rivelatore. Questa tensione è poi usata per controllare il guadagno di un moltiplicatore (a FET o a foto resistenza od altro) ed in conseguenza l’ampiezza delle oscillazioni. Questi circuiti sono spesso soggetti a compromessi nel senso che per ottenere una bassa distorsione occorre adoperare delle costanti di tempo nel filtro passa basso sufficientemente alte da eliminare il ripple, ma di conseguenza aumenta il Tempo di assestamento dell’ampiezza delle oscillazioni. In pratica questo significa che quando si cambia frequenza bisogna aspettare un tempo notevole prima dell’assestamento alla nuova frequenza.

Ad esempio il noto Sound Technology ha un tempo di assestamento di circa 5 secondi. Inoltre non è normalmente possibile usare le stesse costanti di tempo per tutte le gamme di frequenza, per il fatto che sono usate all’interno di un anello di controreazione e potrebbero causare instabilità di ampiezza o aumento della distorsione. Nel nostro oscillatore, invece, avendo a disposizione il segnale dal primo integratore sfasato di 90 gradi, è stato possibile adoperare un circuito di rivelazione di ampiezza piuttosto inconsueto. Si tratta di un rivelatore del tipo Sample And Hold, cioè un circuito che prende un campione del seguale in determinati momenti del suo ciclo. Se si prende il campione al passaggio per il valor massimo, l’ampiezza di questo campione è una misura dell’ampiezza del segnale.

Figura 4. Due onde sinusoidali sfasate dì 90 gradi. L'onda sinusoidale sfasata di 90 gradi passa per lo zero quando la sinusoide principale passa per il valore massimo.

Figura 4. Due onde sinusoidali sfasate dì 90 gradi. L’onda sinusoidale sfasata di 90 gradi passa per lo zero quando la sinusoide principale passa per il valore massimo.

Avendo a disposizione la sinusoide sfasata di 90 gradi rispetto al segnale, quando uno di questi passa per lo zero l’altro ha raggiunto il valore massimo. Vedi figura 4.

Possiamo quindi usare il segnale sfasato per triggerare il circuito di campionamento al momento del passaggio per lo zero. Lo schema a blocchi del rivelatore Sample and Hold è riportato in figura 5.

Figura 5. Schema a blocchi del rivelatore Sample and Hotel.

Figura 5. Schema a blocchi del rivelatore Sample and Hold.

Il segnale sfasato viene squadrato tramite un invertitore ed uno Schmitt Trigger. Il monostabile viene triggerato dal fronte di salita dell’onda quadra e genera un impulso della durata di circa 1 microsecondo. Questo impulso viene usato per chiudere (per 1 microsecondo) l’interruttore S, portando la tensione del condensatore C, alla tensione in quell’istante del segnale di ingresso, che, abbiamo visto, corrisponde al valore di picco. Durante il periodo tra un impulso e l’altro il deviatore S rimane aperto e poiché l’amplificatore operazionale collegato al condensatore è del tipo ad ingresso FET, la tensione del condensatore rimane pressoché costante tra un campionamento e il successivo e perciò non c’è ripple. Non è quindi necessario usare un filtro passa basso e possiamo usare questo rivelatore su tutta la gamma da 10 Hz a 40 kHz senza dover commutare delle costanti di tempo.

Panoramica dell'interno dell'oscillatore.

Panoramica dell’interno dell’oscillatore.

Il rivelatore Sample and Hold è stato implementato con un circuito integrato della National tipo LF 398 che contiene il deviatore a FET e l’amplificatore di separazione. All’uscita del LF398 abbiamo una tensione positiva continua (cioè senza ripple) proporzionale al livello d’uscita del generatore. Per tener costante questa tensione ci serviamo di un circuito che effettua un continuo confronto tra questa tensione ed una tensione di riferimento.

Particolare della sezione di alimentazione con il trasformatore toroidale a basso flusso disperso.

Particolare della sezione di alimentazione con il trasformatore toroidale a basso flusso disperso.

L’integrato IC7 (1/2 LF 353) serve da comparatore/integratore/ filtro. Il suo ingresso invertente è collegato tramite la resistenza R29 ad una tensione di riferimento di -2,5 volt, ottenuta con un regolatore di tensione tipo LM336Z collegato come Zener tra l’alimentazione negativa e massa. Il suo ingresso è collegato tramite due resistenze in serie (R30 e R31) all’uscita del rivelatore Sample and Hold. L’integratore/filtro che è a sua volta collegato al FET del moltiplicatore regola il guadagno di quest’ultimo in modo da aumentare o diminuire il livello del segnale in maniera tale da bilanciare esattamente le correnti che passano attraverso la resistenza R29 da un lato e R30 e R31 dall’altro.

Particolare del pannellino del display con i quattro LED che indicano rispettivamente mV, V, Hz ekHz.

Particolare del pannellino del display con i quattro LED che indicano rispettivamente mV, V, Hz ekHz.

I due moltiplicatori IC4 e IC5 sono in realtà dei semplici amplificatori differenziali con un FET collegato in parallelo a una delle resistenze che determina il guadagno. In questo modo, variando il bias del FET si passa da un guadagno negativo ad un guadagno positivo passando per un punto di guadagno nullo, ed abbiamo così la possibilità di applicare una controreazione positiva o negativa in modo da tenere costante il livello delle oscillazioni. Come è noto la resistenza di un FET è sufficientemente lineare solo se la tensione tra il Drain ed il Source è molto bassa; in altre parole se il livello del segnale è basso. Il partitore costituito dalle resistenze R22 e R21 attenua il segnale a circa 40 mV di picco, limitando così corrispondentemente la tensione ai capi del FET.

Particolare dei due trimmer usati per tarare i moltiplicatori per la mìnima distorsione.

Particolare dei due trimmer usati per tarare i moltiplicatori per la mìnima distorsione.

A questi livelli la distorsione è prevalentemente di seconda armonica, e può essere eliminata con il noto trucco di modulare il bias applicato al Gate del FET con una frazione del segnale pari alla metà della tensione tra Drain e Source. I trimmer TR1 e TR2 servono giustappunto per regolare in sede di taratura questa quantità di modulazione in modo da minimizzare la distorsione. Come già anticipato, è possibile effettuare una regolazione fine della frequenza variando il guadagno  dell’invertitore del loop principale.

L attenuatore di uscita costituito da quattro se zioni con attenuazione di 10, 20, 30 e 40 dB rispettivamente.

L attenuatore di uscita costituito da quattro se zioni con attenuazione di 10, 20, 30 e 40 dB rispettivamente.

In pratica il moltiplicatore costituito da IC4 è collegato in modo che, variando il bias del FET Q2, varia il guadagno dell’invertitore e quindi la frequenza. Il controllo della frequenza può avvenire sia regolando il potenziometro da dieci giri sul pannello frontale, sia applicando una tensione continua compresa tra -15 volt e +15 volt alla presa EXT V, sul pannello posteriore.

Naturalmente occorre che il deviatore S2, marcato come INT/EXT sul pannello frontale sia nella posizione giusta. Il trimmer TR1 serve per regolare il bias del FET in modo che, con zero volt in ingresso, l’uscita del moltiplicatore sia zero, garantendo così un controllo simmetrico della frequenza. I due LED collegati all’uscita dell’invertitore IC9 servono per dare una indicazione della posizione del potenziometro a dieci giri.

Particolare della sezione relativa alfrequenzime tro autoranging.

Particolare della sezione relativa alfrequenzimetro autoranging.

Quando quest’ultimo è regolato a metà corsa ambedue i LED sono spenti. Girando il potenziometro a sinistra si accende il LED sinistro, e viceversa.

Amplificatore di uscita

Il livello di uscita della sezione oscillatore è di circa 3 volt efficaci. Per portare questo segnale a 10 volt efficaci e per poter pilotare l’attenuatore a 50 ohm è stato necessario includere un amplificatore di uscita. Questo permette inoltre di regolare il livello di uscita, con un potenziometro a dieci giri collegato all’ingresso, senza variare l’impedenza di uscita.

L’amplificatore è alimentato con + 24 volt e i due zener da 2,4 V servono a limitare la tensione di alimentazione del 5534 a circa 22 volt. In uscita è stata usata una coppia di transistor complementari per aumentare la corrente necessaria per pilotare l’attenuatore.

Attenuatore di uscita

L’attenuatore di uscita è costituito da quattro celle con attenuazione rispettivamente di 10, 20, 30 e 40 dB, commutati in sequenza BCD per ottenere una attenuazione complessiva da 0 dB fino a 90 dB a passi di 10 dB. L’impedenza caratteristica è di 50 ohm per garantire una buona risposta in frequenza ad attenuazione elevata, e la resistenza R167 da 549 ohm porta l’impedenza a 600 ohm. Volendo limitare l’impedenza di uscita a 50 ohm basta mettere in
corto R167 (o sostituirla con un ponticello di rame). Attenzione però, se l’uscita dell’oscillatore viene messa in corto ed il livello di uscita è regolato per 10 volt efficaci la potenza erogata dall’amplificatore di uscita è di 2 watt e a causa dell’aumento di temperatura è possibile che i transistor finali si rompano.

Di solito l’impedenza di 50 ohm è preferibile ad alta frequenza per ridurre le perdite causate dalla capacità dei cavi di collegamento. In pratica però, con un cavo di collegamento da 500 pF e 600 ohm di impedenza di uscita la frequenza di taglio, dato da 1/(2 pi RC), è di 530 kHz e poiché la frequenza massima dell’oscillatore è di 40 kHz è preferibile una impedenza di 600 ohm.

Ciascuna delle resistenze da RA1 a RA8 componenti la rete di attenuazione è in realtà composta di due resistenze in parallelo come indicato nel piano di montaggio, nell’elenco dei componenti ed in figura 6.

Figura 6. Schema elettrico dell'attenuatore di uscita.

Figura 6. Schema elettrico dell’attenuatore di uscita.

Per ridurre al minimo il cablaggio è stato inclusa una sezione di logica di controllo per la sezione di attenuazione, che, oltre a commutare i relè dell’attenuatore, deve spostare il punto decimale del display in modo che corrisponda alla portata giusta, deve commutare i due LED marcati volt e millivolt ed inoltre deve commutare un attenuatore di -10 dB nel voltmetro per tutte le portate dispari. Questo è necessario perché il voltmetro è collegato prima dell’attenuatore, quindi subito dopo l’amplificatore di uscita, e perciò il livello di ingresso del voltmetro è indipendente dal fattore di attenuazione nell’attenuatore. Cosi ad esempio quando l’attenuazione è di zero dB con un livello di uscita di 10 volt il voltmetro legge 10.00 volt.

Attenuando di 20 dB portando l’uscita a 1 volt, il voltmetro continua a indicare 1,0,0,0 ma questa volta viene spostato il punto decimale in modo da visualizzare 1.000 volt. Quando invece l’attenuazione è di 10 dB (o 30,50,70 o 90) bisogna attenuare il segnale del voltmetro di 10 dB cioè di un fattore pari a 3,16.

Questa attenuazione viene effettuata commutando i due Bilateral Switch contenuti in IC19.
Per convertire le dieci posizioni del commutatore dell’attenuatore in codice binario è stato usato un Priority Encoder a 10 ingressi tipo 74LS147. In questo modo è stato possibile effettuare tutte le funzioni appena descritte con solo 10 collegamenti. (Il cursore del commutatore rotativo è collegato a massa, il terminale corrispondente alla posizione +20 dB rimane scollegato ed i rimanenti 9 terminali sono collegati ai piedini 11, 12, 13, 1, 2, 3, 4, 5 e 10 del 74LS147). Dovendo misurare solo dei segnali sinusoidali puri il voltmetro è piuttosto semplice: il rivelatore è a semionda positiva seguita da un filtro attivo a tre poli per ridurre il ripple ed il convertitore analogico/digitale è costituito da un unico integrato tipo MC14433 della Motorola.

Frequenzimetro

Una indicazione digitale della frequenza per oscillatore Generai Purpose è estremamente importante, ad esempio in tutti quei casi in cui si devono tarare dei filtri ad alto fattore di merito oppure misurare con precisione le caratteristiche di una rete di preenfasi o deenfasi.

Naturalmente può essere usato anche un frequenzimetro esterno, ma è più comodo che sia interno all’oscillatore. Un frequenzimetro digitale è costituito da un contatore che all’inizio del ciclo è azzerato e che viene abilitato per un tempo predeterminato e di durata molto precisa.

Se questo tempo è di un secondo il contenuto del contatore alla fine è il numero di cicli al secondo, cioè la frequenza in Hz. Di solito la base dei tempi è un’onda quadra derivata per divisioni successive da un oscillatore quarzato per ottenere una buona precisione e stabilità. La semionda positiva è usata per abilitare il contatore mentre durante la semionda negativa si trasferisce il risultato al visualizzatore e si azzera il contatore in modo che sia pronto per il prossimo ciclo. Per poter misurare una frequenza di 10 Hz dobbiamo avere un tempo di apertura del contatore di 1 secondo, e quindi possiamo fare una lettura solo una volta ogni due secondi. Una situazione di questo genere è estremamente scomoda quando si cerca di sintonizzarsi su una determinata frequenza.

Per evitare questo inconveniente utilizziamo un circuito che moltiplica la frequenza del segnale d’ingresso di dieci volte prima di arrivare al contatore. In questo modo è stato possibile ridurre la durata della base dei tempi a 100 millisecondi, e portare a 5 il numero di letture al secondo con la stessa precisione di prima. Il moltiplicatore di frequenza è costituito dal Phase Locked Loop (IC23) ed un divisore per dieci (IC24). Questo è un PLL a larga banda con un campo di funzionamento da 10 Hz a 10 kHz, (100Hz – 100kHz in uscita) ed è in funzione quando la frequenza è inferiore à 10 kHz. Sopra ai 10 kHz il segnale passa direttamente al contatore e si accende il punto decimale dopo la seconda cifra. Il resto del frequenzimetro è un banalissimo oscillatore quarzato con una serie di divisori di frequenza per la generazione della base dei tempi ed un contatore a quattro cifre in un unico integrato del tipo 74C925 a basso costo.

Taratura

Per la taratura del nostro oscillatore sono necessari un oscilloscopio, un distorsiometro ed un millivoltmetro preciso. La procedura di taratura è la seguente:

  1. Prima di iniziare la taratura porre tutti i trimmer ed i due potenziometri di regolazione della frequenza in posizione centrale, l’attenuatore in posizione 10 volt e la regolazione fine del livello di uscita al massimo.
  2. Accendere l’oscillatore e verificare che il frequenzimetro ed il voltmetro rispondano alla regolazione dei comandi del pannello frontale.
  3. Porre il potenziometro della regolazione fine della frequenza in posizione centrale, con i due LED spenti. Collegare l’oscilloscopio al Test Point TP2 e regolare il trimmer TR3 per ridurre al massimo il segnale presente al TP2.
  4. Se avete a disposizione un frequenzimetro molto preciso potete effettuare la regolazione della frequenza del quarzo mediante il compensatore CV1 e collegando il frequenzimetro esterno al piedino 4 dell’integrato IC26. La frequenza deve essere 1 MHz. In pratica anche senza effettuare questa taratura la frequenza del quarzo è tipicamente entro 5 parti in 100000 e perciò l’errore è minore della risoluzione del frequenzimetro.
  5. Ruotare completamente la manopola della regolazione della frequenza in senso orario e regolare il trimmer TR4 per ottenere 40.000 kHz sul frequenzimetro. Verificare che la frequenza minima, con la manopola regolata in senso antiorario, sia circa 9 o 10 Hz.
  6. Regolare il punto di transizione di cambio scala del frequenzimetro regolando TR104 in modo che cambi ad una frequenza di circa 9500 Hz.
  7. Portare la frequenza a circa 1000 Hz e verificare che il potenziometro della frequenza fine permetta una regolazione di circa ± 10 percento.
  8. L’offset dell’amplificatore di uscita va regolato con il trimmer TR5, riducendo a zero il segnale con il potenziometro del livello d’uscita e con l’oscilloscopio collegato in corrente continua all’uscita dell’oscillatore.
  9. Bloccare l’oscillatore con il deviatore OUTPUT ON/OFF e regolare il trimmer TR102 per ottenere 0.00 volt sul voltmetro digitale.
  10. Collegare in uscita un millivoltmetro di precisione e regolare l’uscita per 10.00 volt (ad una frequenza di circa 1000 Hz). Regolare il trimmer TR101 per ottenere sul voltmetro interno un valore uguale a quello del voltmetro esterno.
  11. Regolare il livello d’uscita ad esattamente 10.00 volt (con l’attenuatore in posizione + 20 dB). Attenuare l’uscita di 10 dB (posizione + 10 dB) e regolare il trimmer TR103 per ottenere una lettura di 3.16 volt. Verificare che la lettura passa da 1000 a 316, con il punto decimale che si sposta, passando per tutte le portate di attenuazione.
  12. Come già anticipato i due moltiplicatori vanno regolati per la minima distorsione di seconda armonica, regolando il bias dei due FET. Per la corretta regolazione del bias è necessario servirsi di un distorsiometro. L’oscillatore viene regolato per una frequenza di uscita di circa 1000 Hz e con il distorsiometro collegato ai TEST POINT TP1 e TP2 si regolano i trimmer TR1 e TR2 rispettivamente per la minima distorsione. La distorsione dei due moltiplicatori contribuisce molto poco alla distorsione dell’oscillatore per il fatto che il segnale viene integrato due volte prima di apparire all’uscita, ed in pratica, senza nessuna taratura la distorsione è comunque inferiore ai -80 dB, mentre con una accurata taratura si raggiungono i -110 dB come mostrato negli spettri dell’analisi armonica dei residui di distorsione riportati nella prova. In pratica, quindi, se non avete a disposizione un distorsiometro per la taratura dei moltiplicatori avete in ogni caso un oscillatore con una distorsione inferiore a 0.01 percento (-80 dB), e poiché un oscillatore a distorsione inferiore è necessario solo in combinazione con un distorsiometro si può sempre eseguire la taratura in un secondo tempo.

Non è prevista nessuna taratura per la stabilità del livello di uscita al variare della frequenza perché i prototipi costruiti finora avevano una risposta in frequenza entro i limiti specificati nelle caratteristiche. Tuttavia la risposta ad alta frequenza è governata dal condensatore C19 che è da 150 pF e può essere aumentato o diminuito leggermente se la risposta in frequenza ad alta frequenza non risulti entro i limiti stabiliti.

Lo stesso discorso vale per il condensatore C11 + C12 che determina la risposta a bassa frequenza.

 


Bibliografia:

(1 ) Linsley Hood, J.L., Wien-bridge Oscillator with low harmonic distortion, Wireless World, May 1981, pp 51-53.
(2) Cordell Robert, R., Build a High Performance THD Analyzer, Audio, July 1981, pp 34-42, August 1981, pp 14-25.


Errata Corrige

Nella figura 1 della prima parte della presentazione del super oscillatore su AUDIOreview numero 6, (schema elettrico dell’oscillatore) ci sono alcune inesattezze:
Il Test Point TP1 deve essere all’uscita di IC5, piedino 6 e non all’uscita di 1C6, piedino 7.
TP2 è al piedino 6 di IC4 e non al piedino I di IC6.

Il trimmer collegato tra le resistenze R35 e R33, contrassegnato TR1, è invece TR3.
Le sigle presenti sullo stampato sono comunque giuste.

Il diodo zener collegato tra il piedino 6 di IC10 e l’alimentazione deve essere ZD2 e
non ZD3.


CARATTERISTICHE RILEVATE

La figura A mostra l’analisi spettrale del rumore di fondo in presenza di un segnale a 1000 Hz attenuato di 80 dB, per portarlo da 10 volt efficaci ad 1 mV efficace. A questo livello la componente a 50 Hz, cioè il ronzio, è a -68 dB rispetto a 1 mV, mentre il componente a 150 Hz è di -73 dB. Questi valori così bassi sono stati ottenuti grazie alla suprema qualità del trasformatore toroidale con un flusso disperso intrinsecamente molto ridotto ed un layout degli stampati studiato per ridurre al minimo il ronzio.

Figura A. Rumore di fondo rispetto al segnale di ìmV. Fondo scala -140 dBpari a 100 nano volt. Figura BeC. Analisi spettrale dei residui di distorsione del Sound Technology (a sinistra) e del super oscillatore (a destra). Fondo scala -150 dB

Figura A. Rumore di fondo rispetto al segnale di ìmV. Fondo scala -140 dBpari a 100 nano volt. Figura BeC. Analisi spettrale dei residui di distorsione del Sound Technology (a sinistra) e del super oscillatore (a destra). Fondo scala -150 dB

Il grafico in figura D mostra i risultati delle misure della distorsione armonica dell’oscillatore rispetto al valore nomina le dichiarato. La curva marcata “Distorsione armonica + rumore” è stata ottenuta con un distorsiometro Sound Technology ed il livello di uscita dell’oscillatore pari a 10 volt efficaci, e con i filtri a 400 Hz e 80 kHz disinseriti. In realtà questa curva non si riferisce unicamente alla distorsione armonica, cioè la purezza spettrale, bensì comprende il rumore a larga banda, un componente alla frequenza della fondamentale non completamente
soppressa ed infine il rumore e la distorsione intrinseca del distorsiometro stesso. Una curva simile verrebbe ottenuta usando gli altri distorsiometri in commercio (automatici e non) che come principio di funzionamento sopprimono la fondamentale e misurano ciò che rimane.

Un metodo di misura più corretto, ma molto più complesso, è quello di misurare il livello di tutte le armoniche e calcolare la distorsione armonica totale a partire da questi valori, ma poiché gli analizzatori di spettro hanno una gamma dinamica, nel migliore dei casi appena superiore a 80 dB, bisogna ricorrere ad un metodo ibrido consistente nell’usare un distorsiometro per eliminare la fondamentale e poi analizzare con un analizzatore di spettro i residui di distorsione. La curva marcata “Distorsione armonica” nella figura D, è stata  calcolata a partire dalle prime tre armoniche, (l’apporto di quelle superiori è del tutto trascurabile), plottate separatamente nella figura E. La distorsione minima cade a circa 3 kHz con un valore di -118 dB, pari a 0.00012 per cento.

Figura D. Grafico della distorsione armonica totale infunzione dellafrequenza livello di uscita 10 volt efficaci.

Figura D. Grafico della distorsione armonica totale infunzione dellafrequenza livello di uscita 10 volt efficaci.

Le figure B e C mostrano rispettivamente gli spettri dei residui di distorsione per l’oscillatore del Sound Technology, (a sinistra) e del nostro oscillatore (a destra).

Figura E. Grafico dei livelli delle prime tre armoniche in funzione dellafrequenza.

Figura E. Grafico dei livelli delle prime tre armoniche in funzione dellafrequenza.

Ambedue gli oscillatori erano regolati per un livello di uscita pari a 3.16 volt efficaci ( + 10 dB). Si nota particolarmente la riduzione della seconda armonica ottenuta attraverso l’impiego del rivelatore Sample and Hold e la scomparsa delle armoniche superiori alla terza armonica “integrate via” dai due integratori.

Le prestazioni rilevate non variano per tensioni di alimentazione di rete comprese tra 180 e 250 volt.

di Bo Arnklit

 


da AUDIOreview n. 7 maggio 1982

Author: Redazione

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