Nella puntata del mese scorso abbiamo messo in evidenza l’esistenza di fenomeni latenti di interferenza tra i componenti dell’impianto hi-fi, limitandoci a quelli scatenati dal finale e captati, in vario modo, dal preamplificatore (e/o dalla sorgente). In questa occasione vogliamo estendere le osservazioni relative alla sorgente ed all’accoppiamento tra questa ed il pre, nonché approfondire l’analisi dei motivi della trasmissione dei disturbi sulla rete. Il tutto conduce all’individuazione di contromisure specifiche, talune addirittura sorprendenti, in vario modo efficaci.

Giova ripetere.
Diventeremo pure noiosi, ma il pur semplice sospetto che almeno parte delle osservazioni empiriche degli «ascoltoni», e talvolta anche di chi provocatoriamente si definisce «sordo» per elezione, possa trovare argomentazioni differenti dall’intercessione di entità soprannaturali, ovvero che quanto appare assurdo in prima battuta all’analisi razionale possa invece trovare razionali spiegazioni, è talmente promettente e stimolante da impedirci di non bruciare le tappe e non continuare con il bombardamento a tappeto di osservazioni iniziato nella scorsa puntata.

L’ipotesi di fondo è sempre la stessa: il supporre che alterazioni anche molto piccole dei segnali musicali da riprodurre, alterazioni però correlate al segnale stesso e non necessariamente a questo «sommate» (ad esempio per fenomeni di interferenza incrociata tra i canali), possano essere percepite come modificazioni non del timbro (ovvero dell’equilibrio delle varie gamme di frequenza), ma della collocazione spaziale delle componenti del programma sonoro. Il catalizzatore che nella redazione di AUDIOreview ha scatenato l’attuale ridda di interrogativi è stato come noto il MiniDisc Sony e la sua «pianificazione», nel senso di riduzione ad uno spazio virtuale a due dimensioni, di segnali anche molto ricchi di (pur comunque apparente, per le limitazioni innate della stereofonia) spazialità. Ci si è chiesti
quindi se l’informazione reiettata dall’ATRAC, informazione in ogni caso legata al segnale principale da relazioni armoniche e/o dinamiche e collocata in media a livelli di decine di dB inferiori, non fosse proprio quella utile a fornire al sistema percettivo umano spunti utili per una ricostruzione prospettica del messaggio musicale. Per cercare interferenze correlate (e, si badi bene, non necessariamente distorte) di bassa intensità siamo quindi stati costretti a ripensare al modo di condurre le indagini.

SI (a sinistra).
Senza aver nulla cambiato in termini di componentistica, e senza essere ricorsi a soluzioni estremistiche, abbiamo in questo caso un impianto molto meglio sistemato e non solo sul piano estetico (salvo il colore delle fascette, scelto proprio per evidenziare
la presenza delle medesime). Le aree delle spire sono state ridotte al minimo, i cavi degli altoparlanti viaggiano alla massima distanza da quelli di rete e da quelli di segnale. Inoltre è stato aggiunto un condizionatore/separatore sui componenti a basso livello, mentre il finale è stato mantenuto allacciato direttamente alla rete. Si può fare ancora dì più, comunque, e senza necessariamente spendere molto.
No (a destra).
Forse abbiamo calcato un po’ la mano, ma talvolta negli impianti degli audiofili si vede anche di ben di peggio…
Gli errori più grossolani connessi nella disposizione di questo impianto riguardano essenzialmente l’ampiezza dell’area descritta dalle spire di massa associate ai cavi di segnale, la concatenazione dei cavi di potenza con la spira dei cavi di collegamento tra
pre e finale, la confluenza dei vari cordoni di alimentazione in un’unica presa di rete, senza alcun dispositivo di separazione.

Se un componente interferisce con se stesso nel corso del normale funzionamento, tale interferenza verrà evidenziata dalle misure, celandosi magari come aumenti secondari della THD, come diminuzione della separazione, come anomalie dell’impedenza interna e via discorrendo. Se un componente interferisce con altri una volta montato nell’impianto, non c’è modo di evidenziarlo al banco di misura se non montando l’intero impianto nello stesso assetto (posizioni relative delle connessioni comprese) in cui verrà utilizzato.

«Urrah, avevamo ragione noi, adesso lo ammettono anche loro. Ascoltoni battono misuroni 4 a 0: per espiare tutte le sere vi rieducherete le orecchie con l’opera omnia per pianoforte di Schoenberg, per la durata di mesi 6, salvo riduzioni di pena ottenibili rivelando i nomi di almeno altri 3 tecnici impenitenti…». E no, le cose non stanno ancora in modo da farci meritare supplizi di tal fatta, primo perché l’esistenza (magari sottovalutata) di taluni meccanismi di interferenza era nota da tempo (vedi ad esempio i problemi di spire di massa con i collegamenti sbilanciati e la conseguente desiderabilità di quelli differenziali), secondo perché un tecnico, per pronunciarsi come tale, deve disporre di riscontri percettivi oggettivi che ancora nessuno, al momento, ha saputo o voluto produrre. Diverse osservazioni empiriche (quali ad esempio quelle che rilevano dei giovamenti dalla frapposizione di trasformatori di isolamento su ogni singolo componente di segnale, oppure la favorevole disposizione di molti audiofili rispetto ai cavi di segnale a bassa resistenza ed alta schermatura) sembrano tuttavia svilupparsi parallelamente ad alcuni test da noi condotti, e tanto ci basta per approfondire ulteriormente la ricerca.

Arriveremo alla mitica audiophile collision tra tecnici ed ascoltoni? Davvero difficile dirlo ed ottimistico sperarlo, perché in queste due categorie di appassionati di hi-fi gli approcci alla conoscenza rimangono spesso ortogonali o quasi, sebbene – ed è un elemento interessante a tutt’oggi poco sottolineato – di norma anche i più oltranzisti tra gli ascoltoni sono notevolmente interessati alle possibili spiegazioni fisiche delle loro percezioni. Però, male che vada, potremo come minimo suggerire alcune sane regole di progettazione dei componenti e di messa a punto dell’impianto che oggi vengono poco o punto prese in considerazione e che, nella peggiore delle ipotesi, dannose non sono.

Gli argomenti della ricerca

Nel corso della prima puntata dedicata all’illustrazione dei risultati sperimentali emersi nell’ambito della ricerca sulle interazioni deboli, abbiamo esaminato fonda mentalmente due tipi di fenomeni:

Interferenze di origine magnetica trasmesse dai cavi di potenza (e/o dai cablaggi interni) del finale alle spire create, sui percorsi di massa, e dai collegamenti di rete (terra di rete connessa alla massa elettrica degli apparecchi), e dalla comunanza delle masse di segnale dei canali di due apparecchi collegati in modo sbilanciato. Tali spire possono concatenarsi con il flusso associato alle elevate correnti circolanti nei cavi di potenza, soprattutto se i conduttori sono svincolati e distanziati, e rivelare quindi tensioni di modo comune legate alla resistenza non nulla della spira stessa.
Interferenze condotte direttamente dall’apparecchio interferente (es.: finale) a quello interferito (es.: preamplificatore) tramite i cavi di alimentazione.

Ci siamo in particolare interessati dei segnali di modo comune (quelli a somma non nulla rispetto alla massa di riferimento, ovvero quella di uscita del pre o quella d’ingresso del finale) presenti nelle condizioni di misura (ciabatta di alimentazione separata dalla rete tramite un trasformatore di isolamento) sui due capi di rete, con particolare riferimento al loro effetto sul loop di massa chiuso capacitivamente tramite le impedenze parassite tra gli avvolgimenti (e tra questi ed il nucleo) dei trasformatori di alimentazione. Questa classe di interferenze, che è pure quella più trascurata in letteratura, sembra essere quella dall’origine più composita, essendo prodotta quantomeno da:

2a) Accoppiamenti magnetici con i campi prodotti dalle correnti di alimentazione e di uscita.
2b) Accoppiamenti a trasformatore con i segnali correlati presenti sui lati di alimen-fazione in continua.
2c) Accoppiamenti elettromagnetici, massimi se il finale non dispone di telaio forzatamente collegato alla massa elettrica (il che crea la schermatura elettrostatica). È il caso ad esempio del (per lo stesso motivo encomiabile, sapendolo collegare) Micromega Microamp.
2d) Conduzione capacitiva diretta (attraverso le suddette impedenze parassite) dei segnali correlati presenti sui lati di alimentazione in continua.

In questa puntata approfondiamo l’analisi dei segnali correlati trasmissibili attraverso l’alimentazione, con particolare riferimento a:

Sensibilità rispetto ai segnali di modo comune di rete di alcune sorgenti di livello linea (CD player) e dell’accoppiata sorgente-preamplificatore.
Individuazione dei principali meccanismi di produzione dei segnali di modo comune sulla rete, e relative contromisure.

Captazione di interferenze dalla rete: alcuni lettori CD

Nella scorsa puntata abbiamo esaminato la sensibilità di alcuni preamplificatori ai segnali di modo comune presenti sulla rete (scelti casualmente, ovvero non previa selezione di quelli massimamente esposti al problema), concludendo che nei casi considerati il massimo livello relativo dei disturbi era assai basso, inferiore di oltre 130/140 dB al segnale utile.

Nell’impianto però non esiste solo il preamplificatore, che per varie ragioni è poi anche quello ove in genere i progettisti cercano di contenere ai termini minimi
l’impedenza dei percorsi di massa, ma quantomeno anche la sorgente (talvolta poi sdoppiata in due o più parti alimenta-te autonomamente) ed anche la sensibilità di questa va quindi valutata.

Lo spettrogramma di figura 1, rilevato nelle stesse condizioni considerate per i pre (tensione comune iniettata sulla rete 3.5 Vrms, impedenza sorgente 600 ohm), si riferisce ad un lettore di alta qualità, il Meridian 508: i 19300 Hz iniettati sulla rete giungono in uscita ad un livello di circa -105 dBVrms (5.6 |iV), che sono già più di quanto trovato in media nei pre.

Figura 1 – Sensibilità ai disturbi ài modo comune iniettati sulla rede del CD player Meridian 508. F.E.M. iniettata 3,5 volt efficaci, impedenza sorgente 600 ohm, frequenza 19.300 Hz.

Se poi prendiamo in considerazione CD player di rango non audiofilo le cose possono cambiare anche notevolmente.

In figura 2 osserviamo uno spettro analogo a quello di figura 1 (salvo che ora l’estensione in frequenza arriva a 50 kHz contro i 20 precedenti) misurato su una macchina non specifica per l’audio, il lettore audio video Pioneer CLD 2850: qui si sale a -92 dB Vrms (25 |J.V, tra l’altro non costanti nel tempo, come indica la presenza di spread laterale). In compenso alcuni lettori sembrano quasi del tutto tetragoni al problema, come ad esempio l’Harman Kardon HK7625, per «piegare» il quale a mostrarci qualcosa abbiamo dovuto salire in prossimità dei 100 kHz (fig. 3), visto che in banda audio l’apparecchio si rifiutava categoricamente di far emergere alcunché dal tappeto di rumore.

Figurai – Stesso test di figura 1, ma sul lettore audio-video Pioneer CLD 2850.

Figura 3 – Stesso test di figura 1, ma sul CD player Harman Kardon HK7625 e ad una frequenza di 95 kHz.

Captazione di interferenze dalla rete: la catena sorgente-pre

Se il pre presenta qualche sensibilità ai disturbi di modo comune di rete, talvolta in modo indipendente dalla posizione della manopola di volume (il che ne innalza l’incidenza relativa), se il lettore CD è pure almeno altrettanto sensibile, appare plausibile che la catena lettore-pre presenti una sensibilità complessiva maggiore di quella dei singoli componenti. Il che è vero, come dimostra lo spettro di fig. 4a relativo all’accoppiata Meridian 508/Parasound P-LD 1500 (con volume al massimo): il livello dell’interferenza è in pratica quello calcolabile dal segnale osservato in fig. 1 aumentato del guadagno del Parasound (circa 20 dB).

Figura 4a. Sensibilità ai disturbi di modo comune iniettati sulla rete dell’accoppiata sorgente-preamplificatore costituita da Meridian 508 e Parasound P-LD1500. Entrambi gli apparecchi
connessi sulla ciabatta interferita, connessa alla rete mediante un trasformatore di isolamento. La
sensibilità delle catene di componenti è sensibilmente superiore a quella dei singoli.

Nel caso in questione, ipotizzando condizioni operative abbastanza «normali» quanto a posizione del controllo di volume (e con riferimento come al soli
to ai massimi segnali iniettati sulla rete riscontrati finora nei finali), il livello dell’interferenza sale a -125/-120 dB dal segnale utile, che però vanno presi non certo come valore massimo, visto che sono comunque stati ottenuti con apparecchiature di alta qualità dotate di alimentazioni tutt’altro che raffazzonate. A questo punto possiamo inizia re a parlare di contromisure. Lo spettro di fig. 4a è stato misurato iniettando il segnale di modo comune sulla ciabatta di alimentazione comune ai due componenti, ciabatta separata dalla rete tramite un trasformatore di isolamento. In fig. 4b l’alimentazione del CD player è stata a sua volta separata
dalla ciabatta tramite un trasformatore identico all’altro, con il risultato di un’attenuazione di quasi 3 dB del disturbo. Ben 19 dB di miglioramento li otteniamo invece alimentando il CD direttamente dalla rete (fig. 4c), ed almeno (siamo in prossimità della base di rumore) altri 4 isolando il pre dalla ciabatta interferita con il solito trasformatore supplementare. Appare quindi evidente che l’interposizione di impedenze (quantomeno le capacità parassite dei tra sformatori) sul percorso delle interferenze di modo comune limita anche notevolmente la trasmissione delle stesse, e che collegamenti differenziati con la rete possono
produrre ulteriori vantaggi.

Figura 4b – Come figura 4a, ma con il CD player alimentato tramite un ulteriore trasformatore di isolamento, che abbassa l’interferenza di 3 dB.

Figura 4c – Come figura 4a, ma con il CD player alimentato direttamente dalla rete. In questo modo l’attenuazione del segnale iniettato aumenta di 19 dB.

Figura 4d – Come figura 4c, ma con il preamplificatore alimentato tramite un ulteriore trasformatore di isolamento. In questo modo l’attenuazione del segnale iniettato aumenta di altri 4 dB.

Produzione di interferenze di modo comune

Ma come vengono prodotti questi stranissimi segnali di modo comune?

Una prima risposta viene subito dall’ormai citatissimo finalino francese. In figura 5a compare il segnale iniettato sulla rete durante la carica dei condensatori di filtraggio in condizioni molto simili a quelle già viste nella scorsa puntata, ovvero:

Tensione di uscita: 10 Vrms su 8 ohm a poco più di 19 kHz.
Canali alimentati: solo sinistro.
Sonda di prelievo: resistiva (attenuazione minima 8,5 dB).
Massa di riferimento: pin di ingresso del finale.
Cavo di potenza: 1 metro.
Ciabatta di rete: autocostruita a 5 posizioni, non schermata e collegata mediante 50 cm di cavo al trasformatore di isolamento.
Trasformatore di isolamento: da 200 VA, rapporto di trasformazione unitario, capacità tra gli avvolgimenti 190 pF circa.

Poiché in questo apparecchio le masse elettriche dei due canali sono separate ed altrettanto vale tra queste e le parti metalliche del telaio (connesse ovviamente alla terra di rete, mancante però nel collegamento considerato), ne consegue che, approntando il set in tal modo, manca del tutto la schermatura elettrostatica. In
tali condizioni il livello della fondamentale tocca quasi i -17 dBV (-20 dBVrms, ovvero 100 mV). In figura 5b è osservabile l’effetto dell’applicazione di una schermatura totale, ottenuta connettendo la massa di segnale al telaio, usando un cavo di alimentazione schermato e convogliato all’interno di una scatola metallica ospitante il trasformatore e la ciabatta di alimentazione; il trasformatore è a sua volta dotato di schermo elettrostatico tra primario e secondario, come pure schermato è il cavo condotto dal trasformatore alla rete (cavo connesso pertanto alla tensione alternata fornita agli apparecchi solo per la piccola capacità parassita del trasformatore stesso): il livello delle armoniche pari sale di alcuni dB (per motivi che comprenderemo presto), ma quello della fondamentale, che in mancanza di schermatura domina nettamente tutti gli altri, cade di oltre 32 deciBel (si riduce a 1/42mo)!

Figura Sa – Immissione di disturbi di modo comune sulla rete: Micromega Microamp. Tensione erogata 10 volt a 19250 Hz, cavo di potenza da 1 metro, carico 8 ohm, sonda passiva (attenuazione minima 8,5 dB), finestra temporale di misura collocata sopra l’intervallo di carica dei condensatori di filtro. Nessuna schermatura né dell’apparecchio (terra di rete e di telaio lasciata sconnessa dalla massa elettrica) né dei cavi di rete.

Figura 5b – Come figura 5a, ma dopo aver schermato i cavi di rete, il trasformatore di isolamento ed aver connesso alla massa elettrica le parti metalliche del telaio. La fondamentale, radioemessa, si attenua di oltre 30 deciBel. Le armoniche, trasmesse differenzialmente dal trasformatore e legate al ripple di segnale sui condensatori di filtro, aumentano invece di livello, in ragione dell’asimmetria delle impedenze parassite viste dai terminali di alimentazione rispetto allo schermo elettrostatico del trasformatore di isolamento.

È quindi dimostrato che i cavi di potenza e/o i cablaggi interni dei finali, se non schermati, possono fungere da antenne trasmittenti e che gli elementi dell’alimentazione (cavi di rete, ciabatte, condizionatori, etc), se non schermati (come di norma NON sono), possono ricevere e condurre tali emissioni. Appare anche evidente che le forti armoniche osservate in ambo i casi, e che nella prima puntata abbiamo visto essere almeno qualitativamente ben correlate con il ripple di segnale sull’alimentazione, hanno origine diversa dalla fondamentale.

Figura 6 – Quando i diodi di raddrizzamento di un finale sono in conduzione, ovvero quando il trasformatore carica i condensatori di filtro, agli estremi del secondario si presenta il ripple di segnale, una sorta di fondamentale rettificata, che può quindi ripresentarsi (amplificato) sul primario, a patto che l’impedenza della sorgente che pilota il primario non sia tanto bassa da abbatterlo. Esiste poi un livello minore, ma indipendente dall’impedenza della sorgente che alimenta il primario, di trasmissione, ed è la conduzione capacitiva diretta attraverso le capacità parassite del trasformatore.

Per avere una prima idea della provenienza della seconda e quarta armonica possiamo osservare gli spettrogrammi delle figure 7, che mostrano il segnale differenziale (prelevato con un filtro passa alto RC tagliante a 16 kHz) presente sulla ciabatta di distribuzione (ovvero sul primario del trasformatore del DUT) DURANTE (figura 7a) la carica dei condensatori e DOPO (figura 7b) l’intervallo di carica (che durava poco meno di 4 millisecondi, ovvero quasi quanto la finestra di acquisizione dell’analizzatore Ono Sokki in banda 100 kHz): a parte una piccolissima, e sostanzialmente invariante, presenza di fondamentale, le armoniche sono presenti solo quando i diodi di raddrizzamento conducono, ovvero quando il secondario del DUT è direttamente connesso all’amplificatore ed ai suoi capi si presenta quindi il ripple di segnale legato alle forti correnti richieste dagli stadi di uscita.

Figura 7a – Segnale differenziale sul primario del Micromega Microamp durante la carica dei condensatori. Apparecchio alimentato tramite
un trasformatore di isolamento dalla rete.

Figura 7b – Segnale differenziale sul primario del Micromega Microamp quando i diodi raddrizzatori non conducono, ovvero fuori dell’intervallo di carica. Le armoniche legate al ripple di segnale sono scomparse.

Nella figura 7c compare lo spettro di tale ripple prelevato pure differenzialmente tra gli estremi dei condensatori di filtraggio, che NON è esattamente il segnale modulante visto dal secondario (occorre tenere presente che il potenziale del centrale non cambia in proporzione alla tensione presente agli estremi), ma gli somiglia molto. Ed una forte somiglianza sussiste infatti tra i segnali di figura 7c e quelli di figura 7a, che sono comunque sensibilmente più elevati (attenzione a non lasciarsi ingannare dalle differenti scale verticali).

Figura 7c – Segnale differenziale tra gli estremi del secondario del Micromega Microamp quando i diodi raddrizzatori conducono.

Valutazioni identiche scaturiscono dagli spettri delle figure 8, relative al Threshold T-100.

A questo punto «la domanda nasce spontanea»: «Alla luce di quanto argomentato e cercato finora, cosa ci importa dei segnali differenziali?» ed ancora «Ma la risposta in frequenza dei trasformatori di alimentazione non era limitata al massimo a qualche centinaio di Hz? Come fa un pur buon toroidale a funzionare ancora in elevazione (considerando ovviamente il segnale applicato al secondario e prelevato sul primario), e di parecchie volte, a quasi 40 kHz?».

Figura 8a – Come figura 7a, ma finale Threshold T-100.

Figura 8b – Come figura 7b, ma finale Threshold T-100.

Figura 8c – Come figura 7c, ma finale Threshold T-100.

La risposta al primo quesito è stata data sul piano qualitativo già nella prima puntata: quelle che tendono a rendere differenziali i segnali di rete rispetto al centrale preso come riferimento (nel caso in questione, la massa del pin d’ingresso del finale) sono le impedenze parassite «viste» tra i due lati dell’alimentazione ed il riferimento stesso, ovvero, nella maggioranza dei casi, le capacità parassite dei trasformatori di alimentazione, quelle dei cablaggi ed eventualmente quelle associate all’eventuale schermatura dei cavi di rete (e di quanf altro usato per alimentare l’impianto). Ogni differenza tra tali impedenze (non unicamente nel modulo, ma anche solo nella fase) crea uno sbilanciamento (figura 9) rispetto al riferimento, ovvero produce una componente di modo comune che in quanto tale può interferire nei modi già esaminati.

Figura 9 – Il segnale differenziale uscente da un trasformatore di alimentazione può presentare una componente di modo comune rispetto alla massa elettrica, se le impedenze viste tra
questa ed i suoi capi sono differenti.

Sono sempre simmetriche tali impedenze? No, tutt’altro. Nel set delle figure 10 sono riportate le risposte ottenute collegando un generatore di tensione dall’impedenza molto elevata (52.300 ohm) tra la massa di riferimento (il solito pin d’ingresso del finale) ed i due terminali di alimentazione di vari amplificatori di potenza (con l’interruttore principale chiuso, ovviamente!), in modo da ottenere dei filtri passa-basso di caratteristiche correlate alle impedenze che vogliamo misurare (e che supponiamo essere eminentemente capacitive).

Figura 10a – Risposta ottenuta sui due terminali di alimentazione del finale Micromega applicando il segnale di prova tra la massa elettrica ed i terminali stessi, tramite un generatore ad alta impedenza (52.300 ohm). Gamma di frequenze tra 200 e 200.000 Hz. Notare la diversità delle risposte e quindi delle impedenze.

Figura 10b – Come figura Wa, ma su Rotei RB-990BX.

Figura 10c – Come figura Wa, ma su Threshold T-100.

Figura 10d- Come figura Wc, ma dopo aver rimosso il condensatore da 10.000 pF posto dal costruttore in parallelo ai terminali di rete.

Figura 10e – Come figura Wa, ma su di un piccolo toroidale della ICES-EBM.

Come si vede chiaramente possono sussistere asimmetrie anche consistenti (nel Micromega, laddove la principale componente capacitiva domina, le due capacità differiscono di 5 dB), e soprattutto emerge che le impedenze parassite dei trasformatori non sono puramente capacitive (come del resto era logico attendersi, derivando da capacità distribuite su avvolgimenti di induttanze), altrimenti avremmo dei roll-off perfettamente monotonici ed asintoticamente allineati a 6 dB per ottava. In qualche caso il costruttore ha previsto una capacità in parallelo alla rete (es.: Threshold T-100, con 10000 pF), che da un lato sembra rendere simmetriche le impedenze (mentre in realtà lo sbilanciamento permane) e dall’altro mette effettivamente in corto i segnali a frequenza più elevata, impeden- done comunque la trasmissione.

Una soluzione del genere, però, in caso di induttanza non nulla della sorgente di alimentazione (come sempre avviene, specie nel caso considerato di isolamento dalla rete luce con un trasformatore) enfatizza il transitorio conseguente alla fine della carica dei condensatori (l’improvvisa diminuzione dell’assorbimento determina per reazione la comparsa sul primario di un picco di tensione, con conseguente risonanza sul circuito LC parallelo), aumentandone il picco ed abbassandone la frequenza (figure 11a/11b); anche tale segnale è in genere correlato a quello riprodotto, sia pure solo sul piano dinamico, e non va quindi tra scurato.

Figura 11a- Spettrogramma ed oscillogramma dello spike di fine carica del Threshold T-100 alimentato tramite un trasformatore di isolamento, previa rimozione del condensatore da 10.000 pF collocato dal costruttore in parallelo all’alimentazione.

Figura 11b- Come figura 11a, ma dopo aver rimesso il condensatore.

In figura 12 compare lo stesso spettro di figura 5b, ma dopo aver bilanciato (con un compensatore rotativo) al massimo i due terminali rispetto alla rete: il livello della fondamentale (che abbiamo visto non essere trasmessa differenzialmente dal trasformatore) rimane in pratica lo stesso, ma le armoniche vengono nettamente attenuate (la seconda di 22 dB).

Figura 12 – Come figura 5b, ma dopo aver cercato di bilanciare al meglio (con un condensatore variabile) le capacità parassite dei due lati di alimentazione. Le armoniche, trasmesse differenzialmente, vengono quasi del tutto abbattute.

Esiste poi un livello secondario, ma questo ineliminabile con il semplice bilanciamento, di trasmissione dei disturbi correlati presenti sull’alimentazione, ed è ovviamente la conduzione capacitiva diretta. In figura 13 compare il ripple di segnale presente tra i due estremi dei condensatori di filtraggio, prelevato però non in modo differenziale come in fig. 7c ma nel modo in cui viene trasmesso, che è modo comune, con una coppia di condensatori da 56 nF convergenti nel nodo inviato all’analizzatore di spettro: in questo modo le contrapposte cadute di tensione che si verificano sui singoli condensatori di filtraggio tendono a comporsi ricostruendo il segnale originale (pur distorto, soprattutto per ragioni di simmetria), e tale segnale si presenta alle capacità distribuite degli apparecchi interferiti con una impedenza interna (le capacità distribuite del finale) ben maggiore di quelle, ovvero con bassa attenuazione.

Figura 13 – Ripple di segnale di modo comune del finale Micromega, prelevato con una coppia di condensatori convergenti in un nodo comune. È questo il segnale che può essere condotto direttamente dalle capacità parassite dell’alimentazione.

Inoltre la conduzione capacitiva diretta avviene non solo quando i condensatori sono sotto carica, ma in parte anche nel tempo rimanente, perché i diodi rettificatori di potenza presentano sempre capacità interelettrodiche non lineari (capacità di transizione o di carica spaziale) dell’ordine anche di centinaia di picofarad (per basse tensioni inverse).

La risposta al secondo quesito, relativo alla risposta in frequenza dei trasformatori di potenza, richiede un discorso a parte.

La risposta dei trasformatori

Un banale trasformatore di potenza a lamierini, alias quanto di più lento possa esistere nell’immaginario tecnico di un audiofilo, può rispondere pienamente, e pure risuonare, fino a frequenze dell’ordine di 50 e più kHz. Tutto dipende dall’impedenza con cui è caricato. Nelle figure 14a/14b è riportata la risposta di due trasformatori di alimentazione da una cinquantina di watt, uno toroidale ed uno a lamierini, applicando il segnale di pilotaggio sul secondario (guadagno teorico circa 17 dB) e prelevandolo sul primario, chiuso con resistenze variabili tra 1 Mfl e 100 Q. Al diminuire della resistenza la risposta arretra, coerentemente con l’alta induttanza serie, ma con un migliaio di ohm (molto meno del modulo proprio delle capacità parassite di componenti interferibili come i pre o i CD) l’estensione di banda raggiunge ancora i 10 kHz con il trasformatore a lamierini e supera i 30 con il toroidale. «Già, ma in questo modo il trasformatore è chiamato ad operare con potenze dell’ordine dei millesimi di watt, mentre quando carica i condensatori di un finale funziona in corto o quasi», potrebbe obiettare qualcuno. D’accordo, vediamo allora di approssimare le condizioni operative disaccoppiando generatore e sonda di prelievo con dei condensatori, offrendo 16 ohm di carico al secondario e collegando il primario alla rete, previa interposizione di un trasformatore di isolamento (e naturalmente ricorrendo ad una catena di misura selettiva, avente nello specifico ampiezza di banda di 10 Hz).

Figura 14a – Risposte normalizzate secondario-primario di un trasformatore di alimentazione toroidale da una cinquantina di watt al variare dell’impedenza di carico collocata sul primario.

Figura 14b – Come figura 14a, ma con un trasformatore a lamierini.

In figura 15a sono riportate le curve ottenute a rete sconnessa (la curva inferiore si riferisce al segnale applicato al secondario del toroidale utilizzato per il test, l’altra al primario), in figura 15b la rete è stata invece collegata (potenza erogata sul carico pari a circa 50 watt), tanto che alle più basse frequenze di prova si osserva la presenza di cospicue armoniche di rete: il rapporto di trasformazione (espresso dalla distanza tra le due curve) tende ad annullarsi alle basse, ma ad
alta frequenza rimane sostanzialmente elevato (circa 13 dB a 20 kHz, contro i 19 precedenti).

Il motivo di tale comportamento risiede naturalmente nell’elevata induttanza associata al trasformatore di isolamento, che verso l’estremo basso consente il progressivo cortocircuito sulla bassissima impedenza della rete luce del segnale applicato sul secondario (con conseguente azzeramento tendenziale del
rapporto di trasformazione), e parallelamente lascia poco alte rati i livelli delle alte frequenze.

Figura 15a- Risposta del trasformatore toroidale caricato sul secondario con 16 ohm e sul primario con il trasformatore di isolamento, NON collegato ancora alla rete. Misura effettuata in modalità selettiva, applicando sul secondario e prelevando sul primario i segnali di interesse con condensatori di disaccoppiamento da 5.6 \μF. La differenza tra le curve fornisce il guadagno in tensione del componente. Gamma di frequenza da 200 a 200.000 Hz.

Figura 15b – Come figura 15a ma con toroidale alimentato ed erogante 50 watt sulla resistenza da 16 ohm. La «sporcizia» a bassa frequenza è costituita da armoniche dei 50 Hz di rete.

Ed eccoci quindi ad una nuova contromisura: gli apparecchi maggiormente sospettati di essere interferenti (come appunto i finali) dovrebbero essere alimentati direttamente dalla rete luce, o mediante dispositivi che oltre a filtrare le spurie esogene (provenienti cioè dall’esterno, e quindi in generale scorrelate dal segnale) garantiscano anche una impedenza di alimentazione la più bassa e la più costante possibile rispetto alla frequenza. Se nel caso di figura 15b alimentiamo il primario direttamente dalla rete, anziché attraverso il solito trasformatore di isolamento, otteniamo il pratico annullamento del rapporto di trasformazione di figura 15c, con conseguente cancellazione pressoché totale di qualunque segnale differenziale.

Figura 15c – Come figura 15b, ma con primario connesso direttamente ad una rete luce a bassissima resistenza ed induttanza. I segnali differenziali inviati dal primario vengono quasi totalmente abbattuti.

Il favorevole esito del test effettuato a tal proposito nel laboratorio della Technimedia è però poco estensibile, date le eccezionali caratteristiche della rete disponibile (impedenza interna di pochi decimi di ohm a bassa frequenza e di pochi ohm anche a 20 kHz, presenza di numerose utenze in parallelo, verosimilmente dotate di componenti capacitive). Nel caso di allacciamento diretto del finale alla rete occorre infatti considerare che l’impedenza interna
della medesima deve rispondere a determinati requisiti di valori minimi (molto… orientative, come sa ad esempio chi abita in campagna) solo a bassa frequenza, e che in generale la distribuzione di bassa tensione ha natura induttiva.

Conclusioni

Interferenze correlate di debole e debolissima intensità possono essere prodotte in numerosi modi già compresi, e probabilmente in altri da comprendere, che saranno oggetto di indagini prossime venture.

Riassumiamo comunque quanto abbiamo visto finora, fornendo anche le contromisure del caso:

Segnali di origine magnetica, captati da spire di massa create da collegamenti sbilanciati tra apparecchi dotati di masse elettriche comuni per i due canali e/o con i conduttori di terra di rete.
Segnali di origine elettromagnetica, tra smessi dai punti non schermati a maggiore variazione di potenziale e ricevuti dai cavi di rete e/o da connessioni di segnale non efficacemente schermate.
Segnali di modo comune condotti dai cavi di alimentazione attraverso le impedenze parassite (eminentemente capacitive) dei trasformatori di alimentazione e dei diodi raddrizzatori.
Segnali bilanciati, ma dotati di componenti di modo comune rispetto alle masse elettriche in ragione della asimmetria delle impedenze parassite dei due terminali di alimentazione, accoppiati con i cavi di rete tramite i trasformatori di alimentazione.

Le contromisure vanno distinte in due classi: quelle disponibili a livello dell’utente e quelle da tenere presenti in fase di progettazione dei componenti, entrambe a volte influenti su più fenomeni. Quan to alle prime:

1a) Eliminare, laddove previste, tutte le connessioni di terra di rete, fuorché una (la più adatta dovrebbe essere quella del finale), poiché in pratica in nessun componente le masse elettriche (di norma solidali a quelle di rete) vengono distaccate quando l’apparecchio viene eventualmente scollegato dagli altri. Se la terra di rete (ovvero di telaio) del finale è scollegata dalle masse elettriche, un altro componente può essere collegato a terra (accettando comunque la creazione
di una spira capacitiva, pur molto blanda).

1b) Utilizzare collegamenti bilanciati, laddove disponibili in alternativa, al posto di quelli sbilanciati.

1c) Nell’impossibilità di attuare (1b), utilizzare cavi di segnale a bassissima resistenza di calza e perfetta schermatura elettrostatica (che potrebbe difettare, ad
esempio, alle estremità), intrecciarli al massimo per ridurre l’area di spira, serrarli con fascette plastiche e collocarli alla maggiore distanza possibile dai
cavi di potenza e di rete.

1d) Potendo scegliere le terminazioni, utilizzare quelle che garantiscono la più bassa e stabile resistenza di contatto (come quelli a serraggio post-inserzione)
ed il più lungo corpo metallico (che scherma la giuntura).

1e) Se i cavi di potenza sono a capi separati, intrecciarli accuratamente. Se possibile, utilizzare cavi coassiali con schermo connesso al terminale «freddo»
(in caso di finali con uscita bilanciata, occorrerebbe usare cavi bifilari schermati). Tenere presente che il modesto gradimento audiofilo rispetto ai cavi
di potenza coassiali potrebbe derivare dalla mancata disponibilità di modelli di caratteristiche adeguate (es.: bassa capacità).

2a) Schermare i cavi di rete quanto quelli di segnale, e qualunque altro componente utilizzato per filtrare o comunque trattare l’alimentazione di rete.

3a) Utilizzare su ogni apparecchio filtri di rete a più poli che, pur se nati in genere per abbattere i segnali differenziali, ostacolano comunque anche la trasmissione di quelli comuni ed inoltre tendono a mantenere bassa alle frequenze più alte l’impedenza vista dai cordoni di alimentazione.

3b) Ricorrere a trasformatori di isolamento, surdimensionati il meno possibile, su ogni singolo componente di segnale, facendoli possibilmente seguire dai filtri. Occorre infatti considerare che un componente può anche interferire con se stesso, ad esempio se usa più trasformatori.

La soluzione del trasformatore unico a più secondari appare del tutto sconsigliabile, anche se i secondari sono separati da schermi elettrostatici, perché in
genere questi tendono a dissimmetrizzare le capacità parassite rispetto ai due terminali di uscita.

4a) Oltre a tutte le precauzioni del gruppo (3), collegare il finale direttamente alla rete e non tramite un trasformatore, eventualmente previa interposizione dei filtri.

4b) Tentare di massimizzare il bilanciamento, da attuare con un adeguato condensatore variabile ed un voltmetro ad alta impedenza, dei 220 volt di rete, misurando la DDP presente tra il centrale di una sonda come quella passiva presentata lo scorso mese e la massa elettrica del finale (attenzione a non prendere la scossa!).

Le precauzioni da prendere in fase di progettazione sono invece le seguenti:

1f) Volendo realizzare uscite bilanciate, ricorrere possibilmente a traslatori a trasformatore adeguati. In alternativa ricorrere a circuiti che nascono già simmetrici, e non lo diventano con delle forzature (es.: aggiunta di stadi invertenti a guadagno unitario). Stesso discorso per gli ingressi, salvo che qui il traslatore non è necessario.

1g) Abbassare ai termini minimi l’impedenza dei percorsi di massa vista tra i pin di ingresso e quelli di uscita, e/o cercare di impedire che le cadute relative si offrano all’amplificazione dei circuiti.

1h) Non realizzare coppie di componenti che producono intrinsecamente spire con le terre di rete, separare le masse elettriche dei canali e possibilmente queste dal telaio, onde rendere più flessibili i collegamenti.

1i) Non produrre finali instabili su carichi di alcune migliaia di picofarad, perché tanto i cavi coassiali quanto soprattutto quelli multifilari in trecciati tendono ad essere fortemente capacitivi.

2b) Dotare i componenti di cavi di rete già schermati o predisposti per esserlo, curare la schermatura elettrostatica e minimizzare la distanza tra i morsetti di uscita, onde ridurre l’area minima di spira ed agevolare l’uso di cavi di potenza coassiali. Intrecciare i cablaggi di potenza interni.

3c) Usare trasformatori a bassa capacità parassita. L’ideale sarebbe poter ricorrere sempre ad alimentazioni a batteria, ed in subordine ad alimentazioni switching, a patto di risolvere i conseguenti problemi di irradiazione di disturbi.

3d) Usare elettrolitici di filtraggio a bassissima ESR anche ad alta frequenza.

3e) Filtrare anche induttivamente le correnti condotte dai circuiti di raddrizzamento-filtraggio principali agli stadi di potenza.

4c) Realizzare trasformatori ad impedenze parassite simmetriche (ad esempio sdoppiandoli, onde averne uno per polarità).

4d) Oltre a (3d) ed a (3e), cercare di rallentare le istantanee variazioni di assorbimento conseguenti soprattutto alla fine della carica dei condensatori di filtraggio (v. ad esempio Onkyo).

Alcuni campi di indagine di cui non ci siamo fino ad ora interessati, ma che alla luce di quanto già noto e di quanto velocemente sperimentato possono essere forieri di risultati interessanti, sono ad esempio i seguenti:

5) Microfonicità varie di tutti i componenti, e massime di quelli operanti a livello di segnale.

6) Iniezione di segnali ad alta frequenza da parte dei CD player.

7) Non linearità («non ohmicità» è davvero brutto, anche se usato da taluni autori!) delle impedenze di ingresso delle elettroniche, prodotte ad esempio dal legame tra queste e le impedenze di uscita (che possono anche essere non lineari) e conseguente dipendenza delle distorsioni totali dall’impedenza di uscita delle sorgenti.

8) Interazioni tra l’offset (eventualmente dinamico, ad esempio perché legato all’assorbimento) in DC dei finali e quello parallelo dei woofer, con conseguente alterazione delle distorsioni e della dinamica in gamma bassa.

di Fabrizio Montanucci

da AUDIOreview n. 139 giugno 1994